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接纳CMRC结构的Ka波段 四次谐波混频器设计

宣布时间:2015年12月02日 13:12    宣布者:designapp
要害词: CMRC , 谐波混频器
  1 弁言
  毫米波混频器是毫米波通讯、丈量、雷达、电子反抗等系统中弗成缺乏的要害部件。当系统应用频率进入毫米波频段后,对应的基波混频器的本振源制造难度较年夜,资源较高。从降低资源、应用现有成熟手艺的角度推敲,接纳谐波混频可以降低本振的使命频率,而且可取得相当于基波平衡混频器的噪声性能,在毫米波频段被普遍应用。
  2 谐波混频器原理
  谐波混频主若是应用二极管的非线性取得本振的n(2,4,6……)次谐波和射频混频,再由婚配电路,滤波电路选出所需中频。通常接纳反向并联二极管对,使输入电路中,射频只与本振的偶次谐波混频,谐波因素比单管混频增添一半,而幅度却比单管年夜一倍。奇次本振只在管对外部,输入电路中没有本振的奇次谐波,这样既简化了电路,增添了噪声,同时年夜年夜降低了变频消耗。所有原理框图以下:
  


  图1 谐波混频原理框图
  3 紧凑微波谐振单元(CMRC)滤波器
  低通滤波器是现代通讯系统中的要害部门,传统微带低通滤波器接纳曲折阻抗线或开蹊径结构,受传输线最高阻抗的限制,它们阻带窄,寄生通带影响年夜。针对这些弱点,现代微带低通滤波器着重研究光子带隙(PBG)或弱点地(DGS)两种结构,经由历程这些结构具有的等效电容和等效电感,完成了异常高的阻抗,从而年夜年夜前进了滤波器的性能,同时还具有宽带阻和慢波特点。
  凭证传输线现实,无耗线的波速


,L、C是单元长度的漫衍勾通电感、漫衍并联电容。经由历程增年夜L、C便可以减小波速v,取得慢波特点。

  关于慢波结构,频率f变换时,由于波速v较小,波长λ相对变换小,对结构的影响小。此外一方面,关于统一频率,慢波结构的波长λ小,则照顾的结构尺寸也小。CMRC低通滤波器的几何结构如图2:
  


  图2 CMRC低通滤波器
  它网罗两头50欧婚配线,中央一根长水平传输线,八根水平耦合线和四根垂直赔偿线,这些细线年夜年夜增强了电感,而平行线之间的裂痕又增年夜了传输线的电容。电容电感的增添使得这个结构具有慢波特点,而且这些种种不合的电容电感发生了多个传输零点,使得电路具有宽阻带的效果。等效电路如图3。
  


  图3 CMRC滤波器等效电路
                               
                  这里电感L1、L2、L3代表横向纤细带,L4、L5代表纵向纤细带。电容C1、C2体现微带线之间的耦合电容,C3、C4、C5体现微带与地之间的电容。
  4 电路设计及仿真
  本设计接纳RT/duroid 5880 高频基片,基片厚0.254mm,介电常数2.2。它接纳增强型聚四氟乙烯质料,具有低消耗、低吸湿、同向性、频率不合性和优胜的抗侵蚀性,普遍应用于毫米波电路设计。二极管选用DMK2308是砷化镓肖特基反向并联二极管管对,它主要应用于20~100GHz,具有低结电容和低勾通电阻
  射频中央频率freq_RF=37.5GHz,射频功率P_RF=-10dBm;本振中央频率freq_LO=9.6GHz,本振功率P_LO=10dBm。
  4.1 波导-微带过渡设计
  现在经常应用的波导-微带过渡结构有:蹊径脊波导过渡、鳍线过渡、耦合探针过渡等。它们带宽都较宽(10%~20%带宽内回波消耗在15dB以下),拔出消耗小。蹊径脊波导过渡加工严重年夜;耦合探针过渡波导出口偏向与电路平行,不知足许多系统的结构请求;鳍线过渡可视为准平面结构,直接印刷在基片上,质朴便利。本文就是接纳双面鮨线过渡结构,如图4:
  


  图4 波导~微带鮨线过渡
  突变要领接纳余弦平方结构:
  


  这里W(z)是突变线宽,b是波导窄边宽度(3.556mm),w是50欧微带线宽度(0.76mm),L是突变段总长(13mm)。图中右下方的120度金属弧块是为了降低谐振频率,确保其落在有用通带以外。曲折双方的通孔条带是为了阻断纵向电流,减小通带消耗。三维电磁场仿真软件HFSS仿真效果如图5:
  圆弧块使鳍线过渡的谐振点落在30GHz以下,确保其偏离有用频段34GHz~40GHz。在30GHz~40GHz带宽内,鳍线过渡段拔出消耗小于0.15dB,回波消耗在20dB左右,使射频旌旗暗记由波导简直无消耗的过渡到微带部门。
  


  图5 波导-微带过渡
  4.2 中频低通滤波器设计
  关于中频输入端,应当通中频IF(=4*LO-RF=900MHz)。主要阻挡本振(9.6GHz)、射频(37.5GHz)、本振奇次谐波(3LO=28.8GHz、5LO=48GHz)、射频与偶次本振的谐波(RF-2LO=18.3GHz)。
  为了更好的完成下面的请求,这里选用了两个CMRC级联的形式,如图6
  


  图6 两级CMRC中频端滤波器
  第一级中央窄带长度选7.6mm,它在9.6GHz处有20dB的榨取。第二级中央窄带长度选2.6mm,它对15GHz~100GHz的频率都有较量好的榨取。级联后HFSS仿真效果如图7
  


  图7 中频端滤波器仿真效果
  级联后过渡带加倍陡峭,对请求阻断的频点有了更好的榨取。与传统曲折阻抗滤波器相比,尺寸减小了15mm,对28.8GHz、37.5GHz更多榨取了20dB左右。而且曲折阻抗线设计的滤波器在0~50GHz规模内约有3、4个寄生通带,影响了所有系统的带宽,而本设计完全扫除这些寄生通带。
                               
                  4.3 本振滤波器设计
  在本振输入端,应当通本振(9.6GHz),阻射频(37.5GHz)、本振奇次谐波(3LO=28.8GHz、5LO=48GHz)、射频与偶次本振的谐波(RF-2LO=18.3GHz)。
  同中频低通滤波器设计类似,也接纳两个CMRC级联形式,其中一级长度也选2.6mm,二级长度选1.6mm,级联后HFSS仿真效果以下:
  


  图8 本振端滤波器仿真效果
  它对20GHz以后的频率都有了20dB以上的榨取,很好知足了设计的请求。
  5 所有电路设计
  最后,经由优化设计的所有电路如图9。电路左边为射频输入,左边为本振输入,中频由上端输入。
  


  图9 所有电路加工图
  联络HFSS和ADS,仿真得变频消耗随射频输入频率变换效果如图10:
  


  图10 Ka波段四次谐波混频器变频消耗
  由图可见,15dB以下变频消耗带宽约有4.5GHz,最低变频消耗为7.2dB。
  6 总结
  本文简介了谐波混频器的基泉源基础理,剖析了CMRC结构的慢波、宽带阻特点,据此设计出一种性能优胜的Ka波段宽频带四次谐波混频器。变频消耗在15dB以内的带宽有4.5GHz。在射一再再三再三率37.5GHz,本振功率10dBm,中一再再三再三率900MHz时,变频消耗为7.2dB。实验研究使命正在阻拦中。
                               
               
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